Применение трансимпедансных усилителей. Усилители фотоприемных устройств. Схемы включения фотодиодов
Введение
Передаточная функция трансимпедансного операционного усилителя (ТИОУ) представляет собой зависимость выходного напряжения от входного тока и имеет размерность сопротивления. К ТИОУ относятся ОУ с токовой обратной связью. Когда к входу ОУ с обратной связью по напряжению подключен источник тока, например фотодиод (в обратную связь в этом случае включает резистор с большим сопротивлением), ОУ также можно считать ТИОУ. Для стабилизации схемы параллельно этому резистору ставится конденсатор достаточно большой емкости. В статье рассматривается расчет конденсатора для получения наибольшей полосы пропускания с сохранением устойчивости схемы.
Основные расчетные соотношения
На рисунке 1 показана полная схема ТИОУ, используемого для усиления тока фотодиода VD. В большинстве случаев для смещения Vсмещ используется шина питания +V.
Рис. 1.
Рис. 2. Эквивалентная схема фотодиода. C J — емкость обедненной области диода; I PH — ток диода
Эта схема удобна для нахождения передаточной характеристики ТИОУ. Примем, что усилитель идеален, поэтому на инвертирующем входе виртуальный ноль. Емкости С СМ и С J не влияют на передаточную функцию, поэтому мы их не учитываем. Таким образом, выражение для передаточной характеристики имеет следующий вид:
(1)
(2)
Таким образом, появляется полюс на частоте fp = 1/2pR F C F , который стабилизирует схему (этот эффект будет рассмотрен позже). Для нахождения коэффициента передачи ОС обозначим: С IN = C J + C CM . Таким образом получаем простую дифференцирующую схему с заземленной входной емкостью С IN . Коэффициент передачи сигнала ОС характеризует величину напряжения, которое передается с выхода ОУ на вход.
После некоторых упрощений получаем окончательное выражение для коэффициента обратной связи F:
(3)
Таким образом, коэффициент F для ТИОУ выражается так же, как и для дифференцирующей цепочки. Разница заключается только в добавлении емкости C IN , которая представляет собой сумму емкости фотодиода и входной емкости усилителя. Заметим, что для низких частот F = 1. Коэффициент усиления с ОУ обратной связью ОУ равен 1/F. Для устойчивости в схему добавляют стабилизирующий конденсатор C F . Однако включение дополнительной емкости уменьшает полосу пропускания, поэтому следует искать компромисс.
На рисунке 3 показаны частотные зависимости коэффициента усиления А без обратной связи и коэффициента усиления 1/F с ОС при оптимальном значении C F .
Рис. 3.
Полюс 1/F находится на графике А, другими словами, значение C F оптимально при A = 1/F или А F = 1. В отсутствие C F 1/F = 0, что вызывает сдвиг фаз почти на 180° в точке пересечения графиков А и 1/F.Появление полюса на частоте fp обеспечивает компенсацию с опережением или запаздыванием, при этом фазовый сдвиг в точке пересечения составляет 135°, таким образом, запас по фазе составит 45°. При недостаточной компенсации усилителя точка пересечения будет лежать выше второго полюса ТИОУ.
Из выражения для F найдем значение полюса 1/F:
Частота, до которой 1/F = 0, выражается следующим образом:
(5)
При частоте fz наклон графика 1/F меняется с 0 дБ на +20 дБ. Для стабильности работы усилителя наклон снова должен стать равным нулю. Это достигается как раз на втором полюсе, обусловленным конденсатором C F .
На рисунке 3 пунктиром изображен случай перекомпенсации, когда величина C F слишком большая. В этом случае полюс сдвигается на более низкую частоту. Более того, влияние слагаемого С IN в знаменателе выражения (5) уменьшается, поэтому частота fz также уменьшается. Перекомпенсацию следует применять тогда, когда усилитель недостаточно компенсирован и точка пересечения графиков А и 1/F находится рядом со вторым полюсом характеристики А.
Коэффициент усиления без ОС находится из простого соотношения:
, (6)
где f GBW — частота единичного усиления.
Учитывая, что A F = 1, опуская промежуточные преобразования и упрощая полученные выражения, в конечном итоге получаем выражение:
(7)
Это уравнение довольно сложно решить относительно C F . Для большинства случаев справедливо допущение C IN ; CF. Принимая его, получаем окончательное выражение для C F:
(8)
Это формула для нахождения оптимальной величины емкости C F . Если C F требуется слишком большая и вызывает звон в схеме, то следует использовать перекомпенсацию. Однако перекомпенсация уменьшит полосу пропускания ТИОУ
Практический пример
Рассмотрим схему (см. рис. 4) на операционном усилителе LMV793 фирмы National Semiconductor.
Рис. 4.
Это средний по быстродействию усилитель с недостаточной компенсацией, полосой пропускания 88 МГц и входной емкостью 15 пФ. В качестве датчика выбран фотодиод PIN-HR040 фирмы OSI Optoelectronics с полосой пропускания 300 МГц, чтобы он не ограничивал полосу пропускания усилителя. Емкость фотодиода 7 пФ. В качестве источника света используются лазерные диоды с короткими фронтами и срезами (5 нс). Сопротивление в цепи обратной связи R F = 100 кОм для получения большого коэффициент усиления.
Развязывающие конденсаторы источников питания не показаны, однако следует учитывать, что на каждой шине питания установлен танталовый конденсатор емкостью 6,8 мкФ для фильтрации низких частот и керамический конденсатор емкостью 0,1 мкФ для фильтрации высоких частот. Керамический конденсатор следует размещать как можно ближе к выводам питания операционного усилителя.
Емкость фотодиода C J = 7 пФ, входная емкость усилителя С CM = 15 пФ, значит, суммарная входная емкость составляет С IN 22 пФ. Используя выражение (8), получаем С F = 0,53 пФ. Это очень маленькое значение. В схему включен конденсатор с номинальной емкостью 0,5 пФ, однако его измеренное значение оказалось 0,64 пФ, таким образом, ТИОУ немного перекомпенсирован. Полосу пропускания можно найти исходя из постоянной времени R F C F или по временам фронта. В первом случае получаем 2,5 МГц, а во втором 3,2 МГц. Наличие выброса говорит о том, что запаса по фазе 45° не хватает. Выходная реакция усилителя показана на рисунке 5а и 5б.
Рис. 5. Выходной сигнал ТИОУ при R F = 100 кОм
Теперь рассмотрим ТИОУ с маленьким коэффициентом усиления. Для этого в схему на рисунке 4 включим R F = 10 кОм, при этом коэффициент усиления уменьшится в 10 раз, а полоса пропускания расширится. Однако излучение светодиода теперь должен быть в десять раз ярче для получения того же уровня выходного сигнала. Расчетное значение стабилизирующей емкости C F = 1,7 пФ, а номинальная емкость конденсатора в схеме равна 1,8 пФ. При данных параметрах полюс располагается на частоте 8,8 МГц, а коэффициент усиления с ОС 1/F = 10, это минимально допустимый коэффициент усиления для стабильной работы LMV793.
Таким образом, все условия стабильности работы двухполюсной схемы выполнены, однако при испытаниях в лаборатории выявляется довольно сильный звон схемы. Это могло быть вызвано наличием дополнительных полюсов и нулей, близко расположенных ко второму полюсу. Потребовалась перекомпенсация схемы. Примем C F = 2,7 пФ. На рисунке 6 показана выходная реакция ТИОУ при R F = 10 кОм C F = 2,7 пФ. Времена фронта и среза для данной схемы равны приблизительно 33 нс, отсюда полоса пропускания составляет 10,6 МГц. Полюс располагается на частоте 5,9 МГц. Выходной сигнал ТИОУ для этого случая показан на рисунке 6.
Рис. 6. Выходной сигнал ТИОУ при R F = 10 кОм
Заключение
Устойчивость ТИОУ рассчитывается так же, как и для дифференциального усилителя. Единственная разница между ними заключается в использовании фотодиода в качестве источника входного тока. Фотодиод не влияет на расчет стабильности, его емкость учитывается во входной емкости усилителя.
В лаборатории были протестированы две схемы с разными коэффициентами усиления. Результаты экспериментов сходятся с теоретическими. Выражение (8) для С F применимо для всех видов дифференциальных усилителей, более того, несмотря на различие передаточных характеристик ТИОУ и дифференциального усилителя, выражения для коэффициента передачи сигнала ОС в расчете стабильности обоих усилителей совпадают.
Получение технической информации, заказ образцов, поставка —
e-mail:
LPC3200 — новое семейство 32-разрядных микроконтроллеров
NXP Semiconductors объявила о расширении линейки своей продукции на базе архитектур ARM7TM и ARM9TM, представив семейство микроконтроллеров LPC3200. Микроконтроллеры NXP семейства LPC3200 построены на основе популярного процессора ARM926EJTM и предназначены для использования в бытовых, промышленных, медицинских и автомобильных устройствах. В семейство LPC3200 входят LPC3220, LPC3230, LPC3240 и LPC3250.
Семейство разработано по 90-нм производственному процессу на основе высокопроизводительного ядра ARM926EJ, содержит векторный блок вычислений с плавающей запятой (Vector Floating Point, VFP), контроллер ЖК-монитора, Ethernet MAC, On-The-Go USB, эффективную матрицу шины и поддерживает широкий диапазон стандартных периферийных устройств.
Микроконтроллеры семейства LPC3000 разработаны для обеспечения гибкости в применениях, требующих быстрой и одновременной передачи данных и сочетают в себе высокую производительность, низкое энергопотребление и поддержку большого количества периферийных устройств. В этих устройствах реализованы интерфейсы I 2 C, I 2 S, SPI, SSP, UART, USB, OTG, SD, PWM, A/D для сенсорных экранов, имеется адаптер 10/100 Ethernet MAC и 24-разрядный контроллер ЖК-монитора с поддержкой панелей STN и TFT. Семейство поддерживает модули памяти DDR, SDR, SRAM, а также флэш-память. Возможна загрузка с устройств флэш-памяти NAND, памяти SPI, UART или SRAM.
Поставка опытных образцов микроконтроллеров NXP семейства LPC3200 начнется в апреле 2008 года, начало массовых поставок планируется на третий квартал 2008 года.
О компании National Semiconductor (от Texas Instruments)
Продолжение цикла статей об операционных усилителях. Требования к полосе пропускания являются неотъемлемой частью обсуждения преобразователя тока в напряжение по двум причинам. Общий выходной шум увеличивается пропорционально квадратному корню из полосы пропускания системы просто потому, что охватывается более широкий спектр шумов. Появляется конфликт между оптимальным соотношением сигнал/шум и полосой сигнала.
Полоса пропускания
Последнее ограничение, влияющее на измерение таких величин, емкостная связь через воздух вокруг корпуса резистора всегда остается. Расширение полосы за пределы, обусловленные такими ограничениями, требует уменьшения сопротивления обратной связи и, следовательно, меньшего усиления преобразователя. Некоторые возможности для восстановления усиления показаны на рис. 6а. После преобразователя тока в напряжение просто добавляется второй усилитель, который доводит итоговый выходной трансимпеданс до величины R T = A V R 1 . Таким образом, большое сопротивление уменьшается во столько раз, во сколько раз усиливает усилитель, и во столько же раз увеличивается полоса пропускания.
Рис. 6.
а) Добавление усиления напряжения для увеличения полосы при сохранении общего трансимпеданса;
б) графики зависимости полосы пропускания и входного шума (полоса пропускания увеличивается быстрее, чем шум)
ris" align="center">
Рис. 7.
Одновременное преобразование тока в напряжение и усиление по напряжению
на одном операционном усилителе: a) влияние нежелательного напряжения на диоде;
б) устранение влияния при помощи подключения диода между входами операционного усилителя
Итоговый выходной шум от резистора в базовой схеме увеличивается пропорционально квадратному корню из усиления напряжения. Здесь добавляется небольшая составляющая, возникающая из-за того, что удален операционный усилитель как нормальный источник повышения усиления. Однако новый источник включен на рис. 7б, снова из-за емкости диода, как показано на рис. 8а. Напряжение шума усилителя, e n , действует непосредственно через емкость, порождая шумовой ток, который течет через R 2 . Цепь емкостной обратной связи, состоящая из C D и C ICM , создает шумовое усиление, максимум которого равен 1 + C D / C ICM и которое существует дополнительно к нормальному шумовому усилению неинвертирующего усилителя.
Рис. 8.
а) Схема с емкостью фотодиода, добавляющего положительную обратную связь к схеме на рис. 7б;
б) график усиления
Влияние на частотную характеристику изображено на рис. 8б, и оно также вызывает подъем шумового усиления на высоких частотах. Это происходит на более высоких частотах, чем в базовой схеме преобразователя тока в напряжение, потому что применяется меньшее сопротивление, и этот подъем быстрее прекращается из-за спада частотной характеристики операционного усилителя. Для диода с малой емкостью, использованного в обоих примерах схем, он теперь охватывает небольшую область на графике, что, соответственно, уменьшает влияние шума. Для больших диодов, тем не менее, этот эффект тоже присутствует, как показано штриховой линией для емкости около 200 пФ. Часть спектра, охватываемая подъемом, не находится на верхнем краю полосы пропускания усилителя, как это было в базовой схеме. Следовательно, шум операционного усилителя не стал основным источником.
Помехи
Так как уменьшение шумов, возникающих в схеме, имеет пределы, необходимо рассмотреть и внешние источники шумов. Преобразователь тока в напряжение с его очень высоким сопротивлением крайне чувствителен к помехам от электростатических, магнитных и радиочастотных источников. Эти источники требуют внимания при экранировании, заземлении и физическом расположении компонентов (3), иначе их вклад в шум устройства будет доминировать. В любом случае, физическое отделение источников шума от чувствительных схем это важнейший шаг, но необходимы и другие меры.
Так как электростатическая связь наиболее часто возникает на частоте питающей сети и тогда одинакова для всех точек схемы, она является естественным «кандидатом» на устранение при помощи подавления синфазного сигнала в операционном усилителе. На этой частоте коэффициент ослабления синфазного сигнала (КОСС, CMR) очень велик, но в обычной схеме преобразователя тока в напряжение он не используется. Это следствие несимметричной конфигурации входа вместо дифференциальной, но последнюю вполне можно применять для улучшения подавления шумов, а также уменьшения ошибки по постоянному току. КОСС операционного усилителя не полностью заменяет экранирование, так как электростатическая связь не идеально синфазна относительно входов усилителя. Он необходим как вторая защита, ослабляющая способность которой наиболее полезна для удаления остатков электростатической связи, проходящих через неидеальный экран.
Усилитель с дифференциальным входом на операционном усилителе очень хорошо подходит для сигнала фотодиода. Так как фотодиод генерирует токовый сигнал, он доступен на обоих выводах этого датчика и может подключаться к обоим входам усилителя, как показано на рис. 9а. Здесь ток диода больше не возвращается по «земле», а подается на неинвертирующий вход усилителя. Тем самым создается второе напряжение сигнала, которое удваивает усиление схемы, когда R 1 = R 2 для компенсации. Для данного значения усиления сопротивления резисторов должны составлять только половину от нормального для аналогичного уменьшения ошибки от входных токов усилителя. Здесь также отсутствует постоянное напряжение на фотодиоде, так как он включен между входами операционного усилителя. А так как напряжение между входами практически равно нулю, то отсутствует и ток утечки фотодиода.
Рис. 9.
Использование коэффициента ослабления синфазного сигнала операционного усилителя:
а) подача сигнала на дифференциальный вход; б) ослабление электростатической связи
Для большинства случаев электростатической связи с силовыми проводами на частоте питающей сети описанное емкостное шунтирование дает лишь незначительный эффект. Для лучшего подавления высоких частот надо или добавить конденсатор параллельно R 1 , чтобы восстановить согласование импедансов, или же обеспечить постоянный сигнал на синфазной входной емкости. Последний вариант предлагает более точное решение и освобождает от ограничения полосы пропускания, вызванного CICM, так же, как при использовании второго дифференциального подключения. Как показано на рис. 10, фотодиод подключается между входами двух преобразователей тока в напряжение, выходы которых соединены с входами дифференциального усилителя INA105. Ток фотодиода снова течет через два одинаковых сопротивления, на которые действует одинаковая электростатическая шумовая связь. Ток диода создает дифференциальный сигнал на сопротивлениях, а шумовая связь генерирует синфазный сигнал. При прохождении через INA105 эти сигналы разделяются: сигнал диода проходит на выход, а шумовой сигнал подавляется.
Рис. 10.
Усилитель с дифференциальными входами, имеющий широкую полосу КОСС и усиления
(входные синфазные емкости усилителей соединены с виртуальной «землей»)
Неинвертирующие входы обоих преобразователей тока в напряжение заземлены, поэтому на обоих выводах диода устанавливается нулевое напряжение. Кроме того, в такой схеме исключается появление сигнала на синфазных входных емкостях, поэтому увеличивается полоса усиления сигнала и подавления электростатических помех. Обратите внимание на то, что неинвертирующие входы не подключаются через высокое сопротивление для коррекции ошибок от входного тока. Это не нужно, так как А 1 и А 2 формируют согласованные напряжения на своих выходах. Эти напряжения являются синфазным входным сигналом для INA105, и поэтому они подавляются.
Другая функция, которую может выполнять дифференциальная схема на рис. 10, это дифференциальное измерение сигналов от двух фотодиодов. Вместо D 1 к входу каждого преобразователя тока в напряжение подключается по отдельному диоду. Эти диоды показаны на рис. 10 штриховыми линиями. Их токи порождают независимые напряжения на выходах A 1 и А 2 , после чего они проходят через дифференциальный усилитель для устранения синфазной составляющей. Оставшееся выходное напряжение пропорционально разности между двумя входными фототоками как мера относительной освещенности. Такой сигнал используется в датчиках положения или слежения за оптической дорожкой в качестве сигнала обратной связи.
Может оказаться, что магнитную шумовую связь труднее устранить, чем электростатическую, но ее влияние также уменьшается при использовании дифференциальных входов. В этом случае возникает связь через взаимную индуктивность, поэтому основной задачей является минимизация размеров петель проводников вместе с экранированием и максимальным разделением источника и приемника помех. Ее влияние не устраняется электростатическим экраном, поэтому первым шагом должно быть подавление помех непосредственно на их источнике. Силовые трансформаторы, которые невозможно удалить на достаточное расстояние, должны иметь экранирование, чтобы бóльшая часть их магнитных полей оставалась внутри трансформатора. Оставшиеся магнитные связи воздействуют через физическую и схемотехническую конфигурации. Резисторы с большим сопротивлением, используемые в трансимпедансных усилителях, чувствительны к этому воздействию, и соединения между этими резисторами и высокоимпедансными входами операционных усилителей должны быть как можно короче. Оставшиеся помехи делаются синфазными за счет согласования формы и размеров проводников, чтобы операционный усилитель мог их подавить. На рис. 9, 10 большое сопротивление разделено между двумя одинаковыми элементами, которые физически монтируются с одинаковой ориентацией и на одинаковом расстоянии относительно источника магнитных помех. Помехи, наведенные на два резистора, в этом случае создают одинаковые сигналы, которые подавляются на выходе усилителя.
Третья разновидность помех радиочастотные хуже ослабляются усилителями, поэтому основные способы борьбы с ними это экранирование и фильтрация. Источники радиочастотных помех могут оказаться поблизости от схемы с фотодиодом, например, это могут быть цифровые схемы, которые наиболее часто присутствуют в системе. На высоких частотах операционные усилители имеют небольшое усиление и слабое подавление синфазных сигналов, и поэтому они не могут подавлять радиочастотные сигналы. Из-за этих ограничений операционных усилителей и ограничения полосы в основной схеме преобразователя тока в напряжение исследуемые сигналы не могут находиться в радиочастотном диапазоне. Для удаления нежелательных сигналов можно использовать фильтрацию, если ее удастся применить на входе усилителя. Фильтрация после усилителя менее эффективна, так как операционный усилитель может работать подобно радиочастотному детектору, отделяющему более низкие частоты от несущей. Дальнейшее уменьшение этих видов шумов можно получить при помощи радиочастотных экранов и «земляных» слоев на печатной плате.
Литература
- Tobey G., Graeme J., Huelsman L. Operational Amplifiers Design and Applications, McGrawHill, 1971.
- OPA101 product data sheet, PDS-434A, Burr-Brown Corp., 1980.
- Morrison R. Grounding and Shielding Techniques in Instrumentation. 2-nd edition. John Wiley & Sons, 1977.
- Sutu Y., Whalen J. Statistics for Demodulation RFI in Operational Amplifiers. IEEE International Symposium on Electromagnetic Compatibility. August 23, 1983.
В сборках фотоприемных устройств в качестве предварительных усилителей (ПУс) применяются в основном два типа усилителей: интегрирующие и трансимпедансные.
Схема интегрирующего усилителя приведена на рисунке 5.6.
Рисунок 6.6. Упрощенная схема интегрирующего усилителя ФПУ
Входная цепь интегрирующего усилителя (ИУ) выполняется с использованием затвора полевого транзистора (рисунок 6.7).
Элементы входной цепи ФПУ представлены на рисунке 6.6 как эквивалентные (R Э, С Э). Эквивалентное сопротивление определяется
(6.6)
где R Т – сопротивление "затвор – исток", R Д - сопротивление фотодиода, R 1 - сопротивление смещения фотодиода, R 2 - сопротивление смещения транзистора.
Рисунок 6.7. Принципиальная схема входной цепи ФПУ с высоким сопротивлением усилителя
Эквивалентная емкость определяется:
Напряжение на входе усилителя без учета С Э
(6.8)
где I Ф – фототок, G– коэффициент усиления фотодиода (ЛФД).
Напряжение на входе усилителя с учетом С Э
(6.9)
Напряжение на выходе усилителя
(6.10)
где К– коэффициент усиления усилителя.
Совмещение усилителя с корректором может расширить до требуемой величину полосы пропускания входной цепи ФПУ
Такой корректор может быть включен после усилителя и обеспечить условие
(6.12)
Достоинства схемы ФПУ с интегрирующим (еще называемым высокоимпедансным) усилителем состоят в следующем:
· может быть получена благодаря коррекции любая полоса пропускания;
· малые шумы;
· простота схемы для реализации;
· интегрируемость схемы фотодиода и усилителя.
Недостатки этой схемы связаны с ограниченным динамическим диапазоном сигнала и необходимостью индивидуального корректирования полосы частот усиления.
Схема трансимпедансного усилителя отличается от рассмотренной наличием отрицательной обратной связи (рисунок 6.9).
На рисунке 6.10 представлена принципиальная схема входной цепи ФПУ с трансимпедансным усилителем (ТИУ).
Рисунок 6.9. Упрощенная схема трансимпедансного усилителя ФПУ
Рисунок 6.10. Принципиальная схема ТИУ
Полоса частот пропускания ФПУ с ТИУ определяется из простого соотношения :
(6.13)
при условии, что R OC << R Э.
Таким образом, выбором значений К и R ОС может быть достигнута требуемая полоса частот усиления.
Достоинствами ФПУ с ТИУ являются:
· большой динамический диапазон входных сигналов;
· простота регулировки полосы частот усиления без дополнительных корректоров;
· простота настройки схемы.
· возможную неустойчивость работы усилителя при разной глубине обратной связи в широкой полосе частот;
· уменьшенное соотношение сигнал/шум на выходе усилителя из-за дополнительно шумящего сопротивления R ОС.
Необходимо заметить, что в случае применения p-i-n ФД порог чувствительности определяется шумами схемы усилителя. При этом шум полевого транзистора существенно меньше шума биполярного транзистора, однако биполярный транзистор обеспечивает лучшую передачу энергии высоких частот. В случае использования ЛФД шум схемы усилителя имеет меньшее значение, а при больших коэффициентах G (лавинного умножения) совсем не влияет на порог чувствительности ФПУ.
Рассмотренным схемам ФПУ с ИУ и ТИУ можно поставить в соответствие эквивалентную электрическую схему (рисунок 6.11) и амплитудную частотную характеристику, по которой оценивается полоса пропускания (рисунок 6.12).
Рисунок 6.11. Эквивалентная электрическая схема ФПУ
Завалы АЧХ на нижних и верхних частотах обусловлены наличием в схеме разделительной емкости С Р и емкостей С ВХ УС, С В, С Д.
Со значением эквивалентной индуктивности L В обычно не считаются, т.к. значение j L В << 1/(j C Э).
16. Приемные оптические модули (ПрОМ). Методы фотодетектирования (прямое детектирование и детектирование с преобразованием). Основные характеристики ПрОМ.
ПрОМ содержит фотодиод, каскады электрических усилителей, устройства коррекции и обработки цифрового сигнала.
Принцип построения ПрОМ зависит от приемного метода детектирования.
Различают прямое фотодетектирование и детектирование с преобразователем. Выбор метода детектирования определяется принципом модуляции оптического сигнала.
При прямом детектировании оптический сигнал подается непосредственно на фотодиод, в котором электрический сигнал формируется в виде изменяющегося фототока. Так как фотодиоды чувствительны к потоку фотонов и не воспринимают фазу воздействующего оптического излучения, то метод применяется при модуляции интенсивности.
| ОУ |
| ФД |
| ПУс |
| ГУс |
| К |
| РУ |
| ВТЧ |
| АРУ |
Рисунок 1 – Обобщенная схема ПрОМ с прямым фотодетектированием
Назначение блоков:
ОУ – увеличивает мощность оптического сигнала (оптический усилитель);
ФД – преобразует оптический сигнал в электрический (фотодетектор);
ПУс – малошумящий предварительный электрический усилитель, обеспечивающий максимальное отношение сигнал-шум.
ГУс – главный усилитель, обеспечивающий усиление сигнала до уровня необходимого для нормального функционирования последующих устройств. В качестве усилительных устройств применяются интегрирующие (ИУ) и трансимпедансные электрические усилители (ТИУ). Работой усилителя управляет АРУ.
АРУ – обеспечивает регулировку динамического диапазона путем изменения коэффициента усиления Гус или коэффициента лавинного умножения ЛФД.
К – корректор обеспечивает коррекцию АЧХ линейного тракта, а также устраняет искажения, вносимы входной цепью ПрОМ.
РУ – решающее устройство путем сравнения входного сигнала с пороговым напряжением формирует сигнал логической единицы или нуля.
ВТЧ – выделитель тактовой частоты формирует тактовую стробирующую последовательность для регенерации сигнала и работы демультиплексирующих устройств.
В методе детектирования с преобразованием для определения фазы в принимаемый сигнал замешивают когерентное и стабильное излучение от эталонного источника, которым является опорный оптический генератор (ООГ). В результате смешения когерентных оптических сигналов возникают биения, которые регистрируются фотодиодом и содержат информацию об интенсивности и фазе принимаемого сигнала. Этот метод приема также называют когерентным, так как он применяется при построении когерентных ВОСП. Данные ВОСП разрабатываются как системы сверхдальней связи.
Если λ с =λ оог – это гомодинный прием, а λ с λ оог – гетеродинный прием.
| ОУ |
| ОС |
| ФД |
| ПФ |
| ДМ |
| ПК |
| ООГ |
| АПЧ |
Рисунок 2 – Обобщенная структурная ПрОМ при детектировании с преобразованием
ОУ – Оптический усилитель, увеличивает мощность оптического сигнала.
ОС – оптический смеситель.
ФД – фотодетектор.
ПФ – полосовой фильтр.
ДМ – демодулятор.
ПК – поляризационный контролер.
ООГ – опорный оптический генератор.
АПЧ – автоподстройка частоты.
Принимаемый оптический сигнал и сигнал от ООГ взаимодействует в оптическом смесителе (ОС). Необходимым условием когерентного приема является синхронизация принимаемого сигнала и излучения гетеродина. То есть поляризация этих сигналов должна быть одинакова, а фазы согласованы. Поэтому повышаются требования к компонентам. Лазеры должны быть узкополосными, иметь минимальные флуктации фазы и интенсивности излучения. Лазер-гетеродин должен быть синхронизирован по фазе и частоте с принимаемым оптическим сигналом. Подстройка длинны волны λ оог производится подстройка автоподстройка частоты (АПЧ). При гомодинном приеме дополнительно требуется фазовая автоподстройка частоты (ФАПЧ). Для контроля поляризации сигнала, если не применяется волокно с сохранением поляризации (PANDA) на приеме устанавливается поляризационный контроллер (ПК).
В результате взаимодействия двух оптических сигналов на выходе ФД выделяется сигнал промежуточной частоты (ПЧ), из которого с помощью демодулятора (ДМ) выделяется электрический информационный сигнал.
Приемный оптический модуль ПрОМ представляет собой собранное в общем корпусе устройство, состоящее из фотодетектора ( -фотодиода или лавинного фотодиода) и малошумящего предварительного усилителя. На рис. 8.22 приведены принципиальные схемы ПрОМ двух типов - с подключением фотодетектора к усилителю (схема «прямой линии») и с трансимпедансным усили- телем, в котором осуществляется обратная связь через сопротивление
При использовании ЛФД в качестве фотодетектора можно изменять подаваемое на него напряжение обратного смещения и таким образом регулировать коэффициент лавинного умножения фотодиода. Это позволяет существенно расширять динамический диапазон модуля, но требует наличия в модуле блока автоматической регулировки усиления. В блоке АРУ получаемое напряжение должно сравниваться с напряжением опорного сигнала, определяющего амплитуду выходного сигнала модуля. Напряжение рассогласования должно поступать на схему, управляющую одновременно коэффициентами усиления ЛФД и усилителя.
В случае применения - диода в качестве фотодетектора электронная схема предварительного усиления упрощается. Она сводится к двойному амплитудному детектору, схеме сравнения и фильтру. Однако тогда динамический диапазон модуля получается значительно меньшим, чем при использовании лавинного фотодиода с блоком АРУ.
В зависимости от того, в какой форме - аналоговой или цифровой- передаются данные по ОВ, требуется различная мощность оптических сигналов, принимаемых фотодетектором (рис. 8.23).
Можно воспользоваться высокоточными тонкопленочными резисторами - одиночными, или собранными в согласованные матрицы. В обоих случаях типичный допуск сопротивлений имеющихся в продаже прецизионных резисторов составляет ±0.1%, а разброс их отношений лежит в диапазоне 0.02% … 0.05%. Однако легко может оказаться, что цена таких компонентов будет доминировать в расходах на схему и окажется выше, чем у малошумящих прецизионных операционных усилителей (ОУ) с малым напряжением смещения. В этой статье представлен альтернативный подход.
В монолитные инструментальные усилители (ИУ) на трех ОУ обычно интегрированы прецизионные резисторы с лазерной подгонкой, имеющие высокую точность абсолютных и относительных значений сопротивлений элементов обратной связи первого каскада и резисторов, окружающих выходной дифференциальный усилитель. (Для примера, посмотрите характеристики или ). Полные ошибки величины и нелинейности коэффициента усиления могут составлять всего ±0.01% и ±0.001%, соответственно. Температурный коэффициент также очень мал и имеет порядок десятков ppm/K.
Обычно схема интегрального ИУ выглядит так, как изображено на Рисунке 2. Показанная конфигурация связей позволяет реализовать высокоточный преобразователь ток-напряжение с передаточным сопротивлением, зависящим лишь от сопротивлений резисторов R F входных каскадов инструментального усилителя. Действительно, видно, что если не учитывать пренебрежимо малые токи смещения инвертирующих входов усилителей OA1 и OA2, один и тот же ток фотодиода I PH течет только через два резистора обратной связи R F . Поскольку выводы IN+ и IN- подключены к земле, напряжения на входах дифференциального усилителя OA3 будут равны R F × I PH и -R F × I PH . Выходное напряжение V O инструментального усилителя равно:
V O = 2 × R F × I PH (1)
где I PH - фототок фотодиода.
Когда ток I PH течет в направлении, указанном стрелкой на Рисунке 2, выходное напряжение V O будет положительным.
Если для работы фотодиода требуется напряжение смещения, компонент может быть подключен между выводами G1 и G2 с полярностью, противоположной по отношению к показанной на Рисунке 2. При этом напряжение смещения V BIAS может быть приложено к входу IN- усилителя OA1, находящемуся практически под тем же потенциалом, который поддерживается усилителем OA1 на катоде детектора. Если это же напряжение приложено к входу REF инструментального усилителя, Уравнение (1) все равно остается справедливым, хотя при этом необходимо учитывать допустимую амплитуду синфазного напряжения на входах инструментального усилителя.
В типичном случае выходное напряжение V O схемы изменяется в диапазоне от нескольких милливольт до нескольких вольт. Коэффициент усиления схемы фиксирован, но для многих приложений это не имеет значения. Если же потребуется обойти это ограничение, после схемы на Рисунке 2 можно дополнительно включить прецизионный усилитель с программируемым усилением, например, .